電源適配器反激電流饋電推挽拓撲

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電源適配器反激電流饋電推挽拓撲

電源適配器拓撲如圖所示。它由一個反激電源適配器變壓器和一個推挽逆變電路串聯組成。該電源適配器電路有很多Buck電流饋電推挽電路如圖所具有的優點，而且它不需要脈寬調制晶體管（Q5）所以其損耗更小、成本更低體積更小、可靠性更高。
電路初看起來有點怪，因為輸出端沒有LC濾波器。輸出端只是二極管和電容電路，它輸出峰值電壓而非平均電壓，那么在輸入和負載變化時如何調整輸出電壓呢？答案是可通過調整們1中心抽頭電壓，從而保持V基本不變來實現，即通過調節Q1和Q2的導通時間來保持輸出電壓恒定。由于該電路輸出電壓等于（N／N）V。，反饋環檢測輸出電壓V。調制Q1和Q2的脈寬，以保持V。進而保持輸出電壓恒定。Q1和Q2的導通時間和輸出電壓的關系將在下面進行討論。
該電路同樣保持有電流饋電技術的主要優點，即只有一個輸入電感而沒有輸出電感，所以它同樣適合于有高壓輸出的多路輸出場合。此外，由于反激變壓器初級電感有很大的阻抗，電壓饋電推挽拓撲的磁通不平衡間題將不會導致變壓器飽和、品體管損壞。該電路通常可用于1~2kW的功率等級。

圖是反激電流饋電推挽拓撲的兩種不同的結構。圖中T2次級通過二極管D3和輸出相連；而圖中此二極管與輸入相連。如果二極管接到V。，將使輸出紋波電壓較小；如果二極管接到V，將使輸入紋波電流較小。先看圖所示的電路結構，其中二極管與輸出相連。
圖所示的電路可以工作在兩種不同的模式下。第一種模式是Q1和Q2在任何直流輸入電壓下都不允許重疊導通。第二種模式是Q1和Q2會在某些特定的直流輸入電壓范圍內重疊導通。當輸入電壓變化時，電路可在反饋環路的作用下進行兩種模式的切換。
在非重疊導通模式下，中心抽頭電壓V要低于直流輸入電壓（類似Buck調整器的工作原理）；而在重疊導通模式下，中心抽頭電壓V要高于直流輸入電壓（類似Bot調整器的工作）。所以在非重疊導通模式下，V相對較低，Q1和Q2的電流在給定輸入功率下就會較大。但是較低的V會使Q1和Q2的關斷電壓應力較小。在重疊導通模式下，V高于V，Q1和Q2的電流在給定功率輸入下就會較小，但是電壓應力會較大。

（a）反激電流饋電推挽拓撲（ Weinberg電路；參考文獻2））。電路由pwM推挽變換器與反激變壓器串聯構成。由于它不需要輸出電感面只需要一個輸入的反激變壓器T2，所以特別適合作為含一個或多個高壓輸出的多輸出電源適配器。由于T2初級呈現高阻抗使電路成為電流饋電式，從而使該電路具有圖5。18所示電路所有的優點。如圖所示，T2次級被鉗位于v。開關管Q1、Q2可工作于交替導通時保留死區狀態，也可工作于重疊導通狀態。與圖5。18所示的電路相比，該電路的優點是無需輸入開關管。該電路輸出功率通常為1~2kW。（b）該電路與圖5。19（a）所示的電路基本相同，只是反激變壓器次級鉗位于V，從而降低了輸人電流紋波（輸出電壓紋波增大）。

通常，這種電路在整個輸入電壓范圍內，不是只工作在一種模式。即當輸入電壓從較小值變化到較大值過程中，占空比大于0。5時，它工作在重疊模式；占空比小于0。5時，它工作在非重疊模式。因此，在輸入電壓大范圍波動的場合，這種組合工作方式比只工作在一種模式下更合理。

反激電流饋電推挽拓撲中不存在磁通不平衡問題
因為高阻抗的電流饋電UL電源適配器向推換變壓器提供能量，所以這種拓撲的磁通不平衡問題并不嚴重。
電流饋電性質來自于與T中心抽頭串聯的反激變壓器T2，m2的勵磁電感對輸入電流呈現高阻抗。

在傳統電壓饋電推挽變換器中，不平衡的伏秒數會產生磁通不平衡。變壓器磁心工作點會逐漸偏離磁滯回線原點而趨于飽和。由于電壓源內阻很低，2中心抽頭的電流無法限制，而電壓源卻始終保持高壓，使得磁心將更加飽和，較后阻抗消失而使晶體管電流極劇增加。此時，承受高電壓大電流的晶體管將立即損壞。
而從圖可見，由于T2的N繞組呈現很高的阻抗，T磁心趨于飽和時，電流增大將引起V電壓下降，從而伏秒數減小，可防止磁心完全飽和。
所以，高阻抗的N并不能完全防止磁通飽和。在較壞的情況下，它可能使磁心工作于接近磁滯回線的拐點，但這足以防止晶體管電流持續上升至損壞。因此，推挽電路磁通不平衡的問題在這個電路中并不嚴重。

反激電流饋電推挽拓撲可減小推挽晶體管電流
傳統的電壓饋電PWM推挽電路，鑒于輸入電壓源的低阻抗，必須要保留半個周期的20%作為死區時間以防止共通。這會導致相同的輸出功率下，晶體管需承受更高的峰值電流（平均電流與輸出功率成正比）。但這種死區時間是必需的，如果Q1和Q2同時導通，則晶體管會同時承受高電壓和大電流，后面損壞。
但是在反激電流饋電推挽拓撲中，由于Np的高阻抗特性，即使兩個晶體管在瞬態或故障情況下同時導通（如輸入電壓異常低或晶體管存儲時間異常長）也不會出現什么問題。如果同時導通，V會馬上下降到零，而推挽輸入電流會被T2的初級電感限制。
這樣，即使工作在非重疊模式也無需設置死區時間。偶爾由存儲時間造成的共通也只是將V降為零，不會出現問題。沒有死區時間使該拓撲在相同的輸出功率和輸入電壓下開關管峰值電流減少20%。另外，與前面討論的重疊時間（因晶體管存儲時間而造成）很短的重疊模式不同，反激電流饋電拓撲重疊時間可以占其半周期的較大比例。

插墻式充電器反激電流饋電推挽拓撲非重疊導通模式的基本工作原理
該電路的工作原理可通過觀察圖中的電壓和電流波形來理解。
首先假設Q1和Q2的導通壓降很小且可以忽略。若考慮其1V的實際壓降，反而會使設計方程復雜，影響對電路工作原理的理解。也假設D1、D2和D3的導通壓降相同，均為V。
如圖所示，Q1或Q2導通時，對應的次級電壓為（V+V）。這樣，們中心抽頭的電壓為（N／N）（V+V），如圖所示。N／N。的選擇應使V等于較低交流輸入下整流電壓紋波谷值的75%。
這樣，任意一個品體管導通時，N的同名端電壓相對于異名端均為負，電流經輸入電感流人們中心抽頭，其電壓為V。圖為流過們中心抽頭的電流波形。這些電流波形與前面討論的連續模式下Buck調整器電路的電流波形一致，呈階梯斜坡形狀。
導通的品體管關斷時，N的同名端電壓變正，以維持L，電流恒定。N的同名端同樣變正，直到D3正向導通使N電壓鉗位于V。若使衛的比N／N與T的匝比N／N（以后稱為N）相等，則折算到衛2初級的電壓為N（V+V）。這樣當任意一個晶體管關斷時，V將升高到V+N（V+V）]直到另一個品體管也導通，如圖所示。根據圖可以計算電路輸出電壓和導通時間之間的關系。

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| 發布時間：2019.02.13 來源：電源適配器廠家

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