推挽變壓器的設計方法

手機充電器變壓器設計（全橋）

推挽變壓器的設計方法相當直接。兩個工作半周期都使用一個原邊繞組，這使得磁心和繞組有極好的利用率。

為減小磁化電流，需要較大的原邊電感和較小的匝數。同時選擇高導磁率材料，并且磁心不用加氣隙（由于磁心氣隙對飽和的出現有較好的控制作用，如果變壓器中有直流電流成分，有時可加入一個小的磁心氣隙）

變壓器設計舉例

假設設計的具有鐵氧體磁心的變壓器要滿足以下要求：

輸入電壓90~137或180~264（用開關轉換）

頻率40kHz

輸出功率500W

輸出電壓5V

輸出電流100A

步驟1，選擇磁心尺寸

假設變壓器和副邊整流電路的初始效率是75%，變壓器要轉換的功率將是500／0.75=667W。對于該功率水平的推挽工作情況，從圖可知，EE55-5521在對流空氣冷卻條件下的溫升是40°C。因此下面的例子中使用該磁心。

圖平衡推挽工作時的磁心選擇圖，表示輸出功率是頻率的函數，以磁心尺寸為參數

步驟2，選擇優(yōu)化磁通密度

對于推挽工作，可以使用整個B／H磁環(huán)（見圖）。大的磁通密度偏移具有較少的原邊匝數和較低的銅損耗，但磁心損耗增加。

通常假設，較小的損耗（較大效率）出現在銅損耗和磁心損耗相等的情況，這是選擇工作磁通密度時常用的設計目標。

圖表示A16鐵氧體磁心材料在匝數減少時磁心損耗增加的情況，而峰值磁通密度從25mT增加到200mT（同時，銅損耗將減小，但在這里沒有表示出來）

圖每克A16鐵氧體的磁心損耗是頻率的函數，以峰值磁通密度為參數注：圖中曲線畫的是峰值磁通密度B，磁通密度變化范圍△B是2×B

 圖表示一對工作于40kHz的A16鐵氧體EE55-55-21磁心，隨著匝數的變化其磁心損耗、銅損耗和總損耗的變化情況，峰值磁通密增加到了200mT。較小的總損耗產生在70mT附近。（對于每匝繞組，假設使用了較佳的磁心窗口面積和導線規(guī)格。）

圖典型開關式變壓器在具有較佳繞制性能時，一對A16鐵氧體EE55-55-21磁心的磁心損耗，銅損耗和總損耗。損耗是峰值磁通密度的函數。注意到當變壓器電感（匝數）為較佳時出現較小總損耗，此時磁心損耗是總損耗的44%

在本例中，當磁心損耗是總損耗（70mT）的44%時出現較小損耗（較大效率）。可是，較小損耗條件的范圍相對較寬，峰值磁通密度在50mT~100mT內都具有較佳的效率。通常假設較佳選擇是80mT（銅損耗和磁心損耗相等的地方），此點距較佳點并不太遠。

對于每個設計都有一個較佳磁通密度偏移，這取決于工作頻率、磁心損耗、結構和繞組的利用率。

圖表示對于在正激和推挽應用場合使用EE55-5521和其他磁心時的較佳變壓器設計中制造商推薦的峰值和較佳磁通密度。在圖（在40kHx），制造商推薦的峰值磁通密度是100mT，這個值接近于較佳值，本例中使用這個較高的值以減少繞組匝數。

步驟3，計算原邊電壓（Va）

由于已選擇了接近較佳效率的峰值磁通密度，并且不存在飽和，在此使用的設計方法是在較大導通時間（50%的占空比）和較小輸入電壓條件下計算原邊匝數。此時充電器輸入較小值是90V有效值，倍壓連接時的直流電壓是

Vcc=Vin×1.3×1.9

式中V=是交流輸入電壓，有效值。

注意：直流電壓和紋波成分的情況在第一部分的第6章中有詳盡的描述。因此，使用倍壓連接，90V輸入時,

Vcc=90×1.3×1.9=222V直流

步驟4，計算較大導通時間

如果避免了交叉導通（2個串聯晶體管同時導通），則較大導通時間不能超過總周期的50%。因此

（a）25℃和100℃時N27鐵氧體材料的磁化曲線（經西門子公司許可）

（b）、（c）較佳峰值磁通密度是頻率的函數，以磁心尺寸為參數

步驟5，計算原邊匝數

導通期間加到變壓器原邊的電壓波形是矩形，可以使用伏秒方法（法拉第定理）來計算匝數。

在推挽變壓器中，兩個象限的B／H磁環(huán)都要使用，而在穩(wěn)態(tài)平衡條件下，磁通密度偏移在正半周內將從一B變化到+B。

應該注意圖2。13。4表示的是峰值磁通密度B，但假設損耗是對峰峰磁通密度偏移△B（2×B）而言的。對于較佳效率，選擇的B是100mT。因此，本例中峰峰變化（磁通偏移擺幅）△B=2×B或=200mT

EE5-5-21的磁心面積是354mm2，原邊匝數由下式計算

式中，Vcc=較小直流整流電壓；

ton=較大導通時間，單位是μs

△B=總磁通密度偏移，單位是T

Am=較小磁極面積，單位是mm2。

因此

步驟6，計算副邊匝數

橋式變換器工作于全導通角（較大輸出）時，原邊波形接近方波。同時，整流輸出接近直流，輸出電壓就是副邊電壓減去整流器、扼流圈和導線上的損耗。

假設所有這些損耗為1V，則變壓器副邊電壓Vs是6V。因此，每半副邊繞組的匝數是

注意：將副邊繞組標準化到1匝，原邊繞組標準化到37匝，使本例中的峰值磁通密度稍高于100mT。

計算中使用的Vs是在90V較小充電器輸入電壓時得到的副邊電壓，在該電壓時脈沖寬度較大。在高輸入電壓時，控制電路將減少脈沖寬度以維持輸出電壓的調節(jié)。

為使銅損耗和漏感較小，重要的是選擇變壓器導線的較佳規(guī)格尺寸和形狀以及合理地繞制，使原、副邊繞組之間的漏感較小。本例中將使用分層繞制技術。

大電流副邊繞組應使用占繞組架整個寬度（小于漏電距離）的銅箔。